Obvody filtračného zárezu s dizajnovými detailmi

V tomto článku prechádzame podrobnou diskusiou o tom, ako navrhnúť zárezové filtre s presnou stredovou frekvenciou a s maximálnym dopadom.

Kde sa používa filter so zárezmi

Obvody so zárezovým filtrom sa zvyčajne používajú na potlačenie, zrušenie alebo zrušenie určitého rozsahu frekvencií, aby sa zabránilo nepríjemnému alebo nežiaducemu rušeniu v konfigurácii obvodu.

Špeciálne sa stáva užitočným v citlivých zvukových zariadeniach, ako sú zosilňovače, rádiové prijímače, kde je potrebné jednoduchým spôsobom eliminovať jeden alebo vybraný počet nežiaducich interferujúcich frekvencií.

Aktívne zárezové filtre sa aktívne používali v predchádzajúcich desaťročiach pre zosilňovače a zvukové aplikácie na elimináciu rušenia 50- a 60-Hz. Tieto siete boli síce trochu nepríjemné z hľadiska ladenia, rovnováhy a konzistencie stredného zárezu frekvencie (f0).

So zavedením moderných vysokorýchlostných zosilňovačov sa stalo nevyhnutnosťou vytvorenie kompatibilných vysokorýchlostných vrubových filtrov, ktoré by sa mohli použiť na efektívne vysokorýchlostné filtrovanie vrubových frekvencií.

Tu sa pokúsime preskúmať možnosti a súvisiace zložitosti spojené s výrobou filtrov s vysokým stupňom zárezu.

Dôležitá charakteristika

Predtým, ako sa ponoríme do predmetu, najskôr si zhrňme dôležité charakteristiky, ktoré môžu byť nevyhnutne potrebné pri navrhovaní navrhovaných vysokorýchlostných filtrov so zárezom.

1) Strmosť nulovej hĺbky, ktorá je uvedená v simulácii na obrázku 1, nemusí byť prakticky možná, najefektívnejšie dosiahnuteľné výsledky nemôžu byť vyššie ako 40 alebo 50 dB.

2) Preto je potrebné chápať, že významnejším faktorom, ktorý sa má vylepšiť, je stredová frekvencia a Q, a návrhár by sa mal zamerať na to namiesto hĺbky zárezu. Hlavným cieľom pri vytváraní zárezového filtra by mala byť úroveň odmietnutia nežiaducej interferujúcej frekvencie, ktorá musí byť optimálna.

3) Vyššie uvedený problém je možné vyriešiť optimálnym spôsobom uprednostňovaním najlepších hodnôt pre komponenty R a C, ktoré je možné implementovať správnym použitím kalkulačky RC zobrazenej v referencii 1, ktorá sa dá použiť na príslušnú identifikáciu R0 a C0 pre konkrétna aplikácia na navrhovanie zárezových filtrov.

Nasledujúce údaje preskúmajú a pomôžu pochopiť návrh niektorých topológií vzájomne sa prelínajúcich zárezových filtrov:

Twin-T zárezový filter

Konfigurácia filtra Twin-T zobrazená na obrázku 3 vyzerá celkom zaujímavo kvôli dobrému výkonu a zapojeniu iba jedného operačného zosilňovača do dizajnu.

Schematické

Aj keď je vyššie uvedený obvod zárezového filtra primerane efektívny, môže mať určité nevýhody z dôvodu jeho extrémnej jednoduchosti, ako je uvedené nižšie:

Dizajn využíva na vyladenie 6 presných komponentov, z ktorých niekoľko na dosiahnutie pomerov ostatných. Ak je potrebné vyhnúť sa tejto komplikácii, môže si obvod vyžadovať zahrnutie ďalších 8 presných komponentov, napríklad R0 / 2 = 2nos R0 paralelne a 2 do C0 = 2 nosy C0 paralelne.

Topológia Twin-T nefunguje ľahko s jednotlivými zdrojmi napájania a nie je v súlade s plnohodnotnými diferenciálnymi zosilňovačmi.

Rozsah hodnôt rezistorov sa vďaka RQ neustále zvyšuje<< R0 necessity which in turn may influence on the level of depth of the desired center frequency.

Avšak aj pri vyššie uvedených problémoch, ak sa používateľovi podarí optimalizovať dizajn pomocou vysoko kvalitných presných komponentov, možno pre danú aplikáciu očakávať a implementovať primerane efektívnu filtráciu.

Filter Fly Notch

Obrázok 4 zobrazuje dizajn filtra Fliege Notch, ktorý identifikuje niekoľko zreteľných výhod v porovnaní s náprotivkom Twin-T, ako je uvedené nižšie:

1) Zahŕňa iba niekoľko presných komponentov vo forme R a C, aby bolo možné dosiahnuť presné naladenie stredovej frekvencie.

2) Jedným z pozoruhodných aspektov tohto návrhu je, že umožňuje mierne nepresnosti v rámci komponentov a nastavení bez ovplyvnenia hĺbky zárezového bodu, hoci stredová frekvencia by sa podľa toho mohla trochu zmeniť.

3) Nájdete pár rezistorov zodpovedných za diskrétne určenie stredovej frekvencie, ktorých hodnoty nemusia byť mimoriadne kritické

4) Konfigurácia umožňuje nastavenie stredovej frekvencie s primerane úzkym rozsahom bez toho, aby bola ovplyvnená hĺbka zárezu na významnej úrovni.

Negatívom na tejto topológii je však použitie dvoch opampov, a napriek tomu sa nestane použiteľným pre diferenciálne zosilňovače.

Výsledky simulácií

Simulácie sa spočiatku uskutočňovali s najvhodnejšími operačnými verziami. Verzie operačného zosilňovača, ktoré boli verné, boli čoskoro použité, čo prinieslo výsledky porovnateľné s výsledkami zistenými v laboratóriu.

Tabuľka 1 ukazuje hodnoty komponentov, ktoré sa použili pre schému na obrázku 4. Zdá sa, že nemá zmysel uskutočňovať simulácie na 10 MHz alebo viac, hlavne preto, že laboratórne testy sa v podstate uskutočňovali pri spustení a 1 MHz sa vedúca frekvencia, pri ktorej bolo potrebné použiť zárezový filter.

Slovo týkajúce sa kondenzátorov : Napriek skutočnosti, že kapacita je iba „číslom“ pre simulácie, skutočné kondenzátory sú navrhnuté z jedinečných dielektrických prvkov.

Pre 10 kHz predpínacia hodnota odporu odporovala kondenzátor na hodnotu 10 nF. Aj keď sa to v ukážke podarilo trikom správne, vyžadovalo si to úpravu z dielektrika NPO na dielektrikum X7R v laboratóriu, čo spôsobilo, že zárezový filter s jeho vlastnosťou úplne poklesol.

Špecifikácie použitých 10-nF kondenzátorov boli v tesnej blízkosti hodnoty, v dôsledku čoho bol pokles hĺbky zárezu spôsobený hlavne zlým dielektrikom. Obvod bol prinútený vrátiť sa k príslušným hodnotám pre Q = 10 a bol použitý 3-MΩ pre R0.

Pre obvody reálneho sveta je vhodné dodržiavať kondenzátory NPO. Hodnoty požiadaviek v tabuľke 1 sa považovali za dobrú voľbu rovnako pri simuláciách, ako aj pri vývoji laboratória.

Na začiatku sa simulácie uskutočňovali bez potenciometra 1 kΩ (dva pevné rezistory 1 kΩ boli spojené osobitne synchronizovane a s neinvertujúcim vstupom dolného operačného zosilňovača).

Demo výstupy sú uvedené na obrázku 5. Na obrázku 5 nájdete 9 výsledkov. Na každej hodnote Q sa však môžu krivky prekrývať s vlnami na iných frekvenciách.

Výpočet strednej frekvencie

Stredná frekvencia je za každých okolností mierne nad objektívnym cieľom 10 kHz, 100 kHz alebo 1 MHz. To môže byť tak blízko, ako to vývojár môže získať s akceptovaným rezistorom E96 a kondenzátorom E12.

Popremýšľajte o situácii pomocou zárezu 100 kHz:

f = 1 / 2πR0C0 = 1 / 2π x 1,58k x 1nF = 100,731 kHz

Ako je vidno, výsledok vyzerá mierne ako značka, je možné ho ďalej zjednodušiť a priblížiť k požadovanej hodnote, ak je kondenzátor 1nF upravený štandardným kondenzátorom s hodnotou E24, ako je uvedené nižšie:

f = 1 / 2π
x 4,42k x 360 pF = 100,022 kHz, vyzerá oveľa lepšie

Použitie kondenzátorov verzie E24 môže po väčšinu času priniesť podstatne presnejšie stredné frekvencie, avšak získanie množstiev série E24 môže byť akosi nákladnou (a neprimeranou) réžiou v mnohých laboratóriách.

Aj keď by mohlo byť vhodné hodnotiť hodnoty kondenzátora E24 v hypotéze, v reálnom svete je väčšina z nich sotva niekedy implementovaná, rovnako ako predĺžené doby chodu. Objavíte menej komplikované preferencie pri nákupe hodnôt kondenzátora E24.

Dôkladné vyhodnotenie obrázku 5 určuje, že zárezu chýba stredná frekvencia v skromnej miere. Pri nižších hodnotách Q môžete stále nájsť značné zrušenie určenej frekvencie zárezu.

V prípade, že odmietnutie nie je uspokojivé, možno budete chcieť upraviť zárezový filter.

Opäť uvažujeme o scenári 100 kHz a pozorujeme, že reakcia okolo 100 kHz je na obrázku 6 predĺžená.

Zbierka kriviek vľavo a vpravo od stredovej frekvencie (100 731 kHz) zodpovedá filtračným reakciám, akonáhle je potenciometer 1 kΩ umiestnený a doladený v krokoch 1%.

Zakaždým, keď je potenciometer naladený do polovice, filter zárezov odmieta frekvencie s presnou jadrovou frekvenciou.

Stupeň simulovaného zárezu je v skutočnosti rádovo 95 dB, avšak toto sa jednoducho nemá vo fyzickej entite vyskytnúť.

1% opätovné nastavenie potenciometra umiestni zárez, ktorý obvykle presahuje 40 dB priamo na preferovanú frekvenciu.

Opäť to môže byť naozaj najlepší scenár, keď sa to deje s ideálnymi komponentmi, napriek tomu sú laboratórne údaje presnejšie pri nižších frekvenciách (10 a 100 kHz).

Obrázok 6 určuje, že musíte dosiahnuť oveľa bližšie k presnej frekvencii pomocou R0 a C0 na samom začiatku. Pretože potenciometer môže byť schopný usmerniť frekvencie v rozsiahlom spektre, hĺbka zárezu by sa mohla degradovať.

Pri miernom rozsahu (± 1%) je možné dosiahnuť odmietnutie zlej frekvencie 100: 1, pri zvýšenom rozsahu (± 10%) je možné iba odmietnutie 10: 1.

Laboratórne výsledky

Na zostavenie obvodu na obrázku 4 bola implementovaná hodnotiaca doska THS4032.

Je to vlastne štruktúra na všeobecné použitie, ktorá používa iba 3 prepojky a traceto na dokončenie obvodu.

Použili sa množstvá komponentov v tabuľke 1, počnúc tými, ktoré by pravdepodobne zmenili frekvenciu 1 MHz.

Motívom bolo loviť reguláciu šírky pásma / rýchlosti prenosu na 1 MHz a podľa potreby kontrolovať dostupnejšie alebo vyššie frekvencie.

Výsledky pri 1 MHz

Obrázok 7 znamená, že pri 1 MHz môžete získať množstvo špecifických reakcií na šírku pásma a / alebo rýchlosť spomalenia. Reakčná krivka pri Q 100 vykazuje iba zvlnenie, v ktorom môže byť prítomný zárez.

Pri Q 10 existuje iba 10-dB zárez a 30-dB zárez pri Q 1.

Zdá sa, že zárezové filtre nie sú schopné dosiahnuť takú vysokú frekvenciu, ako by sme pravdepodobne predpokladali, THS4032 je však jednoducho 100-MHz zariadenie.

Je prirodzené očakávať od komponentov vynikajúcu funkčnosť so zlepšenou šírkou pásma jednoty a zisku. Stabilita zisku jednotky je rozhodujúca z toho dôvodu, že topológia Fliege nesie pevný zisk jednotky.

Keď tvorca dúfa, že presne priblíži, aká šírka pásma je pre zárez na konkrétnej frekvencii nevyhnutná, správnym miestom je kombinácia zisku / šírky pásma uvedená v údajovom liste, ktorá by mala byť stonásobkom stredovej frekvencie zárezu.

Pri zvýšených hodnotách Q možno očakávať ďalšiu šírku pásma. Pri zmene Q môžete nájsť stupeň frekvenčnej odchýlky stredu zárezu.

Je to presne to isté ako prechod frekvencie zaznamenaný pre pásmové filtre.

Prechod frekvencie je nižší pre zárezové filtre použité na prácu pri 100 kHz a 10 kHz, ako je stanovené na obrázku 8 a prípadne na obrázku 10.

Dáta pri 100 kHz

Čiastkové množstvá z tabuľky 1 boli následne zvyknuté na vytvorenie 100-kHz zárezových filtrov s rôznymi Qs.

Dáta sú uvedené na obrázku 8. Vyzerá to úplne priezračne, že funkčné filtre zárezu sa zvyčajne vyvíjajú so stredovou frekvenciou 100 kHz, a to napriek skutočnosti, že hĺbka zárezu je pri vyšších hodnotách Q podstatne nižšia.

Nezabudnite však, že tu uvedený cieľ konfigurácie je 100-kHz, nie zárez 97-kHz.

Preferované hodnoty častí boli rovnaké ako v prípade simulácie, a preto je potrebné, aby stredová frekvencia zárezu bola technicky na úrovni 100,731 kHz, napriek tomu je vplyv vylúčený z komponentov zahrnutých do návrhu laboratória.

Priemerná hodnota sortimentu kondenzátorov 1000-pF bola 1030 pF a sortimentu rezistorov 1,58 kΩ bolo 1,583 kΩ.

Kedykoľvek sa pomocou týchto hodnôt vytvorí stredná frekvencia, dosiahne 97,14 kHz. Konkrétne časti sa napriek tomu ťažko dali určiť (doska bola mimoriadne citlivá).

Za predpokladu, že kondenzátory sú ekvivalentné, môže byť ľahké dostať sa vyššie cez niektoré konvenčné hodnoty rezistorov E96, aby ste dosiahli výsledky prísnejšie do 100 kHz.

Netreba dodávať, že by to s najväčšou pravdepodobnosťou nemalo byť alternatívou vo veľkoobjemovej výrobe, kde by 10% kondenzátory mohli pochádzať prakticky z akéhokoľvek balenia a pravdepodobne od rôznych výrobcov.

Výber stredných frekvencií bude v súlade s toleranciami R0 a C0, čo je zlá správa pre prípad, že bude potrebný vysoký zárez Q.

Existujú tri spôsoby, ako sa s tým vyrovnať:

Kúpte si rezistory a kondenzátory s vyššou presnosťou

minimalizovať špecifikáciu Q a uspokojiť sa s menším odmietnutím nežiaducej frekvencie alebo

dolaďte obvod (o ktorom sa uvažovalo neskôr).

Momentálne sa zdá, že obvod je prispôsobený na príjem Q 10 a integrovaného potenciometra 1 kΩ na vyladenie stredovej frekvencie (ako je znázornené na obrázku 4).

V reálnom usporiadaní by mala byť preferovaná hodnota potenciometra o niečo viac, ako je požadovaný rozsah, aby sa čo najviac pokrylo celé spektrum stredných frekvencií, a to aj pri najhoršom prípade tolerancií R0 a C0.

To sa v tomto okamihu nedosiahlo, pretože išlo o príklad v analýze potenciálov a 1 kΩ bol najkonkurencieschopnejšou kvalitou potenciometra dostupnou v laboratóriu.

Keď bol obvod upravený a vyladený na strednú frekvenciu 100 kHz, ako je to znázornené na obrázku 9, úroveň zárezu sa znížila z 32 dB na 14 dB.

Majte na pamäti, že táto hĺbka zárezu by sa mohla dramaticky zvýšiť poskytnutím predbežnej tesnejšej hodnoty na najvhodnejšiu hodnotu.

Potenciometer je určený na vyladenie výhradne na skromnej ploche stredových frekvencií.

Avšak odmietnutie nežiaducej frekvencie 5: 1 je dôveryhodné a mohlo by veľmi dobre stačiť na mnohé účely. Ďaleko dôležitejšie programy môžu nepochybne vyžadovať súčiastky s vyššou presnosťou.

Obmedzenia šírky pásma operačného zosilňovača, ktoré majú schopnosť dodatočne degradovať vyladenú veľkosť zárezu, môžu byť tiež zodpovedné za zabránenie tomu, aby sa stupeň zárezu zmenšil na čo najmenšiu možnú mieru. Z tohto dôvodu bol obvod opäť upravený na strednú frekvenciu 10 kHz.

Výsledky pri 10 kHz

Obrázok 10 určuje, že údolie zárezu pre Q 10 sa zvýšilo na 32 dB, čo by mohlo byť to, čo môžete očakávať od stredovej frekvencie 4% zľavy zo simulácie (obrázok 6).

Operačný zosilňovač bezpochyby znižoval hĺbku zárezu na stredovej frekvencii 100 kHz! 32-dB zárez je zrušenie 40: 1, čo by mohlo byť primerane slušné.

Preto napriek častiam, ktoré vytvorili predbežnú 4% chybu, bolo ľahké vyvrátiť zárez 32 dB pri najžiadanejšej stredovej frekvencii.

Nepríjemnou správou je skutočnosť, že aby sa zabránilo obmedzeniam šírky pásma operačného zosilňovača, je najvyššia možná zárezová frekvencia predstaviteľná pre operátorský zosilňovač 100 MHz približne 10 a 100 kHz.

Pokiaľ ide o zárezové filtre, „vysokorýchlostný“ sa preto považuje za pravý už pri stovkách kilohertzov.

Vynikajúcou praktickou aplikáciou pre 10-kHz zárezové filtre sú prijímače AM (stredné vlny), v ktorých nosič zo susedných staníc generuje hlasný 10kHz zvuk, najmä v noci. Toto by určite mohlo naštvať jedného na nervy, zatiaľ čo naladenie je nepretržité.

Obrázok 11 zobrazuje zachytené zvukové spektrum stanice bez implementácie a použitia 10-kHz zárezu. Všimnite si, že 10 kHz šum je najhlasnejšou časťou zachyteného zvuku (obrázok 11a), aj keď je naň ľudské ucho podstatne menej náchylné.

Tento zvukový rozsah bol zachytený v noci na neďalekej stanici, ktorá prijímala niekoľko výkonných staníc na oboch stranách. Ustanovenia FCC povoľujú určité odchýlky od dopravcov.

Z tohto dôvodu je pravdepodobné, že mierne úskalia v nosnej frekvencii dvoch susedných staníc spôsobia, že 10-kHz zvuky budú heterodynové, čo zvýši nepríjemný posluchový zážitok.

Kedykoľvek je implementovaný zárezový filter (obrázok 11b), je tón 10 kHz minimalizovaný na úroveň zhody ako susedná modulácia. Na zvukovom spektre sú ďalej pozorovateľné nosiče 20-kHz zo staníc vzdialených 2 kanály a tón 16-kHz z transatlantickej stanice.

Spravidla to nie je veľkým problémom, pretože prijímač IF ich značne tlmí. Frekvencia okolo 20 kHz môže byť v obidvoch prípadoch pre drvivú väčšinu jednotlivcov nepočuteľná.

Referencie: